SIT (V-FET)　2SJ20A-2SK70A

パワーアンプ兼パワーＩＶＣ

・オーディオ自作賛歌さんのサイトに、SIT　NEC製２ＳＫ７０／２ＳＪ２０の特性とそのＳＰＩＣＥモデルが紹介されている。 ・http://ganbatetz.blogspot.com/2016/06/sitnecsk702sj20.html（近ごろ消滅してしまったよう。`残念。）
２ＳＫ７０　　　　２ＳＪ２０ −−−−−−−−−−−−−−−− Ｖｇｄｏ　　　　１００Ｖ　　　−１００Ｖ Ｖｇｓｏ　　　　-４０Ｖ　　　　　　４０Ｖ Ｉｄ　ｍａｘ　　　１０Ａ　　　　　−１０Ａ Ｐｄ　　　　　１００Ｗ　　　　　１００Ｗ Ｔｊ　　　　　　１５０℃　　　　　１５０℃ μ　　　　　　　　４　　　　　　　　４ Ｒｄ　　　　　　　６Ω　　　　　　１０Ω Ｃｉｓ　　　　　４３０ｐＦ　　　　７１０ｐＦ ・ちなみに２ＳＫ６０はこう。 　　　　　　２ＳＫ６０ −−−−−−−−− Ｖｇｄｏ　　　　１７０Ｖ　　 Ｖｇｓｏ　　　　-３０Ｖ　　 Ｉｄ　ｍａｘ　　　　５Ａ　　 Ｐｄ　　　　　　６３Ｗ　　 Ｔｊ　　　　　　１２０℃　　 μ　　　　　　　　４　　　 Ｒｄ　　　　　　 １６Ω　　 Ｃｉｓ　　　　　１９０ｐＦ
・早速そのSPICEモデルで２ＳＫ７０の静特性を観る。 ・素晴らしい。 ・上の特性図とほぼ一致。 ・２ＳＪ２０については、電極間容量を除いてこの２ＳＫ７０のモデルの極性のみを反転したものとなっているので、ＬＴＳｐｉｃｅでの静特性図は極性以外はこれと同じ。 ・現実にはちょっと違うはずだが、子細なこと。
・これは遊んでみたくなるね。 ・４５年前にワープ。 ・１９７３年から１９７６年ごろ、ＳＯＮＹ、ＹＡＭＡＨＡ、ＮＥＣ、日立でＶ−ＦＥＴ（縦型ＦＥＴ、ＳＩＴ）素子が製品化され、ＳＯＮＹ、ＮＥＣからは一般にも提供されるようになり、メーカーからはＶ−ＦＥＴ（縦型ＦＥＴ、ＳＩＴ）を起用したアンプも発売され、無線と実験誌でも自作記事が多数掲載された。 ・例えば１９７５年８月号の無線と実験誌を見ると、金田先生の終段コンプリメンタリープッシュプルソースフォロアV-FET ＡＢ級DCパワーアンプ、柴崎先生の終段コンプリメンタリープッシュプルソース接地Ｖ−ＦＥＴ Ａ級 DCパワーアンプ、寺田先生の終段コンプリメンタリープッシュプルソースフォロアV-FET Ａ級DCパワーアンプ、そして落合先生の終段コンプリメンタリープッシュプルソースフォロアＶ−ＦＥＴ ＡＢ級DCパワーアンプの製作記事が載っている。 ・そのうち、落合先生のアンプがＮＥＣの２ＳＫ７０、２ＳＪ２０使用で、他の先生はＳＯＮＹの２ＳＫ６０、２ＳＪ１８使用。 ・その頃のそれらの先生方の作例で、完全対称型を除いてＳＩＴ（V-FET）のドライブ法はほぼ網羅されている。し、完全対称型も、当時は完全対称型とは呼ばれていないが、ＹＡＭＡＨＡのＢ−１という製品のアンプ回路が要は完全対称型であり、当時の無線と実験誌（１９７５．２）にその回路図が載っている。 ・と、それらも参考に、色々考えてこんな感じ。
・完全対称型は２ＳＫ６０を起用したＶ−ＦＥＴ（ＳＩＴ）完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣがある。ので、ここは普通にコンプリメンタリープッシュプルソースフォロア。 ・終段はパラプッシュにし、プッシュプルエミッタフォロアでドライブする。ＦＥＴなので電流負荷はないものの、２ＳＫ６０に比すと入力容量等が大分大きいしパラで倍増するので、その充放電のため結局電流供給能力が必要かと。 ・終段ＳＩＴには１個当たり２００ｍＡ、パラで４００ｍＡ程度のアイドリング電流を流す。シミュレーション回路でも４００ｍA程度のアイドリング電流となっている。そうすると８Ω負荷で２．５W、４Ω負荷では１．２５WまではA級、それ以上でＢ級のAB級動作になる。 ・電圧ゲインを稼ぐのはＧＯＡ的２段差動アンプ。 ・で、そのゲイン-周波数特性。 ・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）としたパラメトリック解析だが、赤のオープンゲインは６６ｄＢ程度、緑のクローズドゲインは２６．８ｄＢ、青のループゲインは３９ｄＢ程度。 ・良さ気。 ・パワーIVC動作時のゲイン-周波数特性は、これまでの経験からこれと同じと考えられるので、ミドルブルック法による測定は省略。
・１．５Ｖｐ−ｐ１０ｋＨｚ正弦波を入力し、各部の動作を観る。 ・一番下が出力電位と終段２ＳＪ２０と２ＳＫ７０のゲート電位、そしてそれぞれのパラのドレイン電流値。 ・電圧推移と電流推移が重なって見にくいが、プラス側の出力電位のピークではV(U1)＝（U2とU3のゲート電位）が出力電位をやや上回り、マイナスのピークではV(U2）＝（U1とU4のゲート電位）が出力電位をマイナス側にやや上回っている。ソース抵抗０．４７Ωの電圧降下分ゲート電位は出力電位以上になるのは理屈だが、出力電圧自体電源電圧からして一杯一杯であり、要はこの辺が出力限界。 ・その際の２段目差動アンプの電流値が中央、終段プッシュプルドライバーの電流値が上だが、２段目差動アンプはA級範囲で問題ない。 ・終段プッシュプルドライバーは変な形になっている。こちらはアイドリング電流が２．４ｍA程度なのでＡ級動作範囲を超えてB級に移行している。が、プッシュプルなのでB級に移行しても支障はない。ＮＦＢアンプなので、出力を入力相似にするため、プッシュプルエミッタフォロアドライバーの電流がこうなって上手く所要のドライブ電圧を拵えているのだろう。 ・これで良いかな。
・±１．３Ｖｐ−ｐ１０ｋＨｚ方形波応答を観る。 ・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。 ・下が出力波形だが、当然どの負荷でも同じ応答。 ・上はその場合の２ＳＫ７０パラの合計ドレイン電流波形（ピンク）と２ＳＪ２０パラの合計ドレイン電流波形（赤）。どちらも電流値が大きい方から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩの場合。 ・いずれもオーバーシュートもアンダーシュートもなく綺麗な応答波形。 ・この辺のピーク電圧、ピーク電流の正弦波出力なら、８Ω負荷で５０Ｗ程度、４Ω負荷で１００Ｗ程度の出力となる。 ・２ＳＪ２０と２ＳＫ７０のＩｄＭＡＸは１０Ａだが、４Ω負荷対応を考えた場合終段はパラが良さ気。
・これは、下の図がこの場合の終段プッシュプルエミッタフォロアドライバーのＱ７、Ｑ９、Ｑ１、Ｑ２のコレクタ電流の推移。上の図がその際に終段２ＳＫ７０と２ＳＪ２０のゲートに向けて流れる電流。 ・下の図で、方形波の立ち上がり、立下り時に、プッシュプルの上側と下側のトランジスタに急激なパルス電流が流れている。プラス側にもマイナス側にも求められる電流を供給できるのがプッシュプル。 ・上の図で、同じタイミングで２ＳＫ７０と２ＳＪ２０のゲートに向けてほぼ同量のパルス電流が流れている。 ・すなわち、これが終段２ＳＫ７０と２ＳＪ２０の入力容量等の充放電電流かな。 ・そして、２ＳＪ２０側のピーク電流値（I（R28)）が２ＳＫ７０側（I(R29))より大きいのは、２SJ２０の方が入力容量等が大きいからかな。
・パワーＩＶＣ動作時の方形波応答を観る。 ・入力は±３ｍＡｐ−ｐ１０ｋＨｚ方形波応答。 ・同じく負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ωとした場合のパラメトリック解析。 ・結果はほぼ同じだが、多少のオーバーシュートとアンダーシュートがある。 ・その原因は初段Ｊ１のゲート抵抗なのはこれまで作ったパワーアンプ兼パワーＩＶＣと同じで、そのゲート抵抗を短絡すれば方形波応答は上のパワーアンプ動作での方形波応答と全く同じになる。
・電流注入法で出力インピーダンスを観る。 ・低域で７ｍΩ、１００ｋＨｚでも７７ｍΩ。 ・三極管特性でそもそも出力インピーダンスが小さい上にソースフォロア動作で１００％帰還が掛り、さらにオーバーオール負帰還が４０ｄＢ程度掛かっているからここまで小さくなるということかな。 ・８Ω負荷ならダンピングファクターは低域で１，１４３。
・歪率を観る。 ・なかなか低歪率。 ・１Ｋｈｚと１０ｋＨｚで見れば、歪率０．１％以下で８Ω負荷では６４Ｗ、４Ω負荷では１２８Ｗ、歪率１％以下を可とすれば８Ω負荷では７０Ｗ、４Ω負荷では１４０Ｗの出力が得られるようだ。 ・１００ｋＨｚではそうはいかず、１ｋＨｚや１０ｋＨｚの概ね１０倍程度、８Ω負荷では低出力時は１０倍以上の歪率となっている。１００ｋHzのループゲイン≒NFB量は１０ｋHz以下の周波数より概ね１５ｄB小さい、即ち概ね1/６なので、歪率が概ね６倍になるのが理屈だが、概ね１０倍というのは余り良くない結果だ。が、１％以下を可とすれば、１００ｋHzでも８Ω負荷で７０W、４Ω負荷で１２８Wの出力が得られるようだ。 ・ホント？ ・シミュレーションだから信じてはいけない。 ・なお、パワーＩＶＣ動作時の歪率をシミュレーション測定していない。これまでの経験からパワーアンプ動作時と同じと分かっているから。
・と、シミュレーションで遊んでいるうちに、本体が出来上がってきた。
・電源部。 ・ケースはタカチのＯＳ１１５−２６−３３ＢＢ。 ・大容量電解コンが長いためケースに縦に収まらない。ので、背面パネルに取り付けて横倒し。
・トランスは（株）フェニックスにＲＡ４００仕様で特注。 ・整流ダイオードは、ジャンクボックスに眠っていたGIのＲＧＢＰＣ２５０４を低電圧側に、日本インター（京セラ�鰍ﾉ合併されているよう。）の３１ＤＦ２を高電圧側に起用。生きているうちにこの世に蘇らせる。 ・大容量ケミコンは日本ケミコンの大型ねじ端子型ＫＭＨを新調。
・回路はこう。 ・アンプ部はシミュレーションの通り。 ・だが、現物の素子に合わせてバイアス発生回路を修正。 ・終段プッシュプルドライバーの２SA６０６と２SC９５９が、SPICEモデルより電流が流れやすいので、バイアス回路の１５Ωを撤去。 ・終段２ＳＪ２０Aと２ＳＫ７０Ａは、SPICEモデルより電流が流れやすい、すなわち、所定のアイドリング電流値にするためのバイアス電圧が大きいので、Ｄ７、Ｄ８のツェナーダイオードを変更。また、左右チャンネルに振り分けた２ＳＪ２０Aと２ＳＫ７０Ａの所要バイアスに合わせて、左右チャンネルでバイアス回路も微調整。 ・これで終段のアイドリング電流をトータル４００ｍＡに調整。
・電源の電流制限は１０．５A程度。 ・８Ω負荷に７０Ｗ出力するために必要な最大電流は４．１８３A、４Ω負荷に１４０W出力するために必要な最大電流は８．３６７Aであるので、十分な制限電流値設定。 ・逆に、ＳＩＴ２ＳＪ２０Ａ，２ＳＫ７０ＡのＩｄmaxは１０A、パラで２０Aなので、素子の安全的にも大きすぎない適切な制限電流値だろう。
・アンプ部のケースはタカチのＯＳ１１５−３２−３３ＢＸ。
・放熱器は、フレックスのＴＦ１３１０Ａ２をジャンクボックスからこの世に引き上げて使う。 ・懐かしい。昔のＡ級５０ＷやＡ級３０ＷＤＣパワーアンプ時代から使われた放熱器だ。 ・TO-3型のトランジスタを取り付けるにはやはりこの放熱器の方が相応しい。し、楽。が、今やフレックスというメーカーすらないもよう。無常。 ・放熱器に取り付けた２ＳＪ２０Ａと２ＳＫ７０Ａだが、その電極配置はＳＯＮＹの２ＳＪ１８、２ＳＫ６０と同じだ。裏側からみて二本の端子が上側になるようにして、向かって左側がゲート、右側がソース、そしてケースがドレイン。 ・その良否の簡易測定法としては、ゲート−ソース間、ゲート−ドレイン間がダイオード特性、ソース−ドレイン間は短絡と、ソース−ドレイン間以外はトランジスタと同じ。 ・で、２個のＴＦ１３１０Ａ２の中央で放熱フィンを重ねて、放熱器の上下に、ケースの前後パネルのフランジに取り付けるための１．５ｍｍ厚１５ｍｍ×１５ｍｍのＬ字アングルを取り付ける。 ・ＴＦ１３１０Ａ２のフィンを重ねるのは、種々ぎりぎりに収めるため。 ・写真の中央がへこんでいるように見えるが、カメラのレンズのせい。
・放熱器は、フィンの長い方を外側にし、その外側に終段素子を取り付ける。 ・放熱器内側に取り付けたＬ字アングルを活用して、同じくＬ字アングルの梁を渡してアンプ基板を吊り下げる構造とする。
・ＯＳ１１５−３２−３３ＢＸの支柱の上下のＬ字金具の短い方を、ＴＦ１３１０Ａ２の外側のフィンの間あたりに設置し、支柱の前後をＯＳ１１５−３２−３３ＢＸの前後連結バーでつなぐ。 ・ＯＳ１１５−３２−３３ＢＸの側板は使用しない。
・で、前後のパネルを、差し込むように取り付ける。 ・と、諸々ギリギリに収まる。 ・ように現物合わせでＬ字アングルをカットし、穴あけ等の作業をすると、諸々ギリギリに収まる。 ・支柱を内側に移すかつてのK式の手法は、天板、底板もカットしなければならず素人には無理。 ・また、支柱にタップを切って放熱器を取り付ける手法も、このケースと放熱器の組み合わせでは１ｍｍの差で不可能。 ・で、こう。
・裏返して基板を取り付け、所要の調整をしつつ配線作業をし、出来上がり。
・放熱器もそれなりにサイドに落ち着く。
・過電流保護回路とアンプ出力ＤＣ保護回路はＫ式から借用。 ・保護回路等基板は、BATTERY DRIVE 電流入力パワーＩＶＣからリユースして、所要の定数変更の他、バッテリー電圧検出部を撤去して過電流検出部を新設。
・アンプ部基板。 ・白のジャンパーは調整作業で撤去した１５Ωの跡。
・音はどうか。 ・既存アンプ群の前に並べて、 ・早速音出し。
・良いですなぁ。 ・４５年前に純オーディオ用として作られたＳＩＴ（Ｖ−ＦＥＴ）、２ＳＪ２０Ａ、２ＳＫ７０Ａ。 ・素晴らしい。
・気分を良くして、ちょっと話題の昔のアイドルを検索。 ・ハイレゾでヒット。 ・音良し。 ・声は素直で素朴でリアル。

２０１９年１１月８日

見直し

・ＳＩＴ（Ｖ−ＦＥＴ） ２ＳＪ２０Ａ−２ＳＫ７０Ａ パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。 ・作ったばかりだが、アンプの回路を見直した。 ・こう。
・要すれば不完全対称型にしたもの。 ・終段のプッシュプルドライバーのバイアス回路を２段目差動アンプ出力経路内に入れ、合わせて、１５ｋΩを電源側から出力側に変更する。と、そうなる。 ・この場合、１５ｋΩをアースに落とせばG.O.A.となる。が、音的に完全対称型と同様、のような気がする不完全対称型とする。 ・こうするとオープンゲインが少しく大きくなる。ので、初段を２ＳＫ１１７ＢＬから２ＳＫ３０ATMＧＲに変更。 ・また、終段のプッシュプルドライバー、２ＳＡ６０６−２ＳＣ９５９は、やはり耐圧的に心配（Vceo=80V）なので、この際、ＭＯＳ−ＦＥＴの２ＳＪ７９−２ＳＫ２１５に変更。 ・等々。
・そのゲイン-周波数特性を観る。 ・この定数で、終段２ＳＪ２０と２ＳＫ７０のアイドリング電流は、それぞれ２００ｍＡ、トータル４００ｍＡ程度となっている。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）としたパラメトリック解析。 ・赤のオープンゲインは負荷４Ω時６６．８ｄＢ、８Ω時７０．４ｄB、１６Ω時７３ｄB、３２Ω時７４．６ｄB、６４Ω時７５．５ｄB、１００ｋΩ時７６．６ｄB。緑のクローズドゲインは２６．８ｄＢ。青のループゲインは負荷４Ω時４０．０ｄＢ、８Ω時４３．６ｄB、１６Ω時４６．１ｄB、３２Ω時４７．７ｄB、６４Ω時４８．６ｄB、１００ｋΩ時４９．７ｄB。 ・負荷抵抗値に比例してオープンゲインが増加するのが理想的完全対称型で、不完全対称型も理想的にはそうなる。が、出力素子が三極管特性で、その出力インピーダンスが低いので、理想的にはならず、オープンゲインの増加は負荷には比例せず、やや小さい。 ・これは、Ｖ−ＦＥＴ（ＳＩＴ）完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣも同じ。ここは終段素子に出力インピーダンスの大きいTRやＭＯＳ−ＦＥＴを用いた場合と異なるところ。だが、これでもＫ式でいうモーショナルフィードバックはそれなりにかかるので、全域で溌剌とし体を揺さぶるピークの伸び感で、実在感に優れる、という特徴は得られる。ような気がする。 ・初段を従前型の２ＳＫ１１７にするとオープンゲインは１０ｄＢ強大きくなり、位相補正も２０ｐＦ〜３０ｐＦ必要になる。が、２ＳＫ３０Aでは従前型よりオープンゲインがやや大きくなったのに位相補正は５ｐＦでも可。なのでその倍の１０ｐＦとする。なお、差動の左側の位相補正Ｃは特段効果がないようなので撤去。 ・パワーIVC動作時のゲイン-周波数特性は、これまでの経験から、これと同じと考えられるので、ミドルブルック法による測定は省略。
・１．４Ｖｐ−ｐ１０ｋＨｚ正弦波を入力し、各部の動作を観る。 ・従前型では１．５Ｖｐ−ｐ１０ｋＨｚ正弦波を入力したが、こちらは終段のプッシュプルドライバーのバイアス回路を２段目差動アンプ出力経路内に入れたので、出力可能振幅が多少小さくなったため、入力は１．４Ｖｐ−ｐ１０ｋＨｚ正弦波で限界。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。いずれも振幅が大きい方から４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩの場合。 ・一番下が出力電位（緑）と終段２ＳＪ２０側のQ15のコレクタ電位（青）そして２ＳＫ７０側のQ12のコレクタ電位（赤）。Q15のコレクタ電位（青）とQ12のコレクタ電位（赤）が４Ω負荷では出力電位をややオーバーしており、この辺が出力限界。また、その電位は±５０Vに何とか収まっているが、±５５Vの電源電圧からもこれで限界だろう。 ・下から２番目が終段２ＳＪ２０のパラのドレイン電流値（ピンク）と２ＳＫ７０のパラのドレイン電流値（青）。 ・上から２番目が、その際の２段目差動アンプＱ４、Ｑ５の電流値とカレントミラーＱ１２の電流値。２段目差動アンプは勿論A級範囲で問題ない。が、何故か三角波に近づいている。また、従前型に比して振幅が小さくなっている。 ・振幅が小さいのは、不完全対称型となって２段目差動アンプの負荷が大きくなったためだが、三角波に近づいたのは、出力を入力相似とするため、ＮＦＢの作用で伝達途中の信号形状がこのように拵えられたものだろう。 ・一番上が、終段プッシュプルドライバーの電流値。 ・終段プッシュプルドライバーの電流推移は、振幅は小さいが、トランジスタの従前型の場合と同様、正弦波からは大分外れている。これも、出力を入力相似とするため、ＮＦＢの作用で信号電流形状がこのように拵えられたものだろう。 ・なお、各ＭＯＳ−ＦＥＴのアイドリング電流は８ｍA程度となっているが、これは用いたＳｐｉｃｅモデルが低バイアスから電流が流れやすいものであるせい。実機に使用した２ＳＪ７９と２ＳＫ２１５は、この状態で電流値は半分以下。と、丁度良い。
・±１．３Ｖｐ−ｐ１０ｋＨｚ方形波応答を観る。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。 ・一番下が出力波形だが、当然どの負荷でも同じ応答。 ・下から２番目はその場合の２ＳＫ７０パラの合計ドレイン電流波形（ピンク）と２ＳＪ２０パラの合計ドレイン電流波形（赤）。どちらも電流値が大きい方から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩの場合。 ・いずれもオーバーシュートもアンダーシュートもなく綺麗な応答波形。 ・上から２番目の図が、この場合の終段プッシュプルソースフォロアドライバーのＭ１、Ｍ３、Ｍ２、Ｍ４のドレイン電流の推移。一番上の図がその際に終段２ＳＫ７０と２ＳＪ２０のゲートに向けて流れる電流。 ・上から２番目の図で、方形波の立ち上がり、立下り時に、プッシュプルの上側と下側のＭＯＳ−ＦＥＴに急激なパルス電流が流れている。プラス側にもマイナス側にも求められる電流を供給できるのがプッシュプル。なのはトランジスタで組んでもＭＯＳ−ＦＥＴで組んでも同じ。 ・一番上の図で、同じタイミングで２ＳＫ７０と２ＳＪ２０のゲートに向けてほぼ同量のパルス電流が流れている。 ・すなわち、これが終段２ＳＫ７０と２ＳＪ２０の入力容量等の充放電電流。 ・２ＳＪ２０側のピーク電流値（I（Ｒ２６)）が２ＳＫ７０側（I(Ｒ２７))より大きいのは、２SJ２０の方が入力容量等が大きいから。 ・と、従前型に同じ。
・パワーＩＶＣ動作時の方形波応答を観る。 ・入力は±３ｍＡｐ−ｐ１０ｋＨｚ方形波。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。 ・結果はほぼ同じだが、一番下の図の出力波形、下から２番目の図の２ＳＫ７０の合計ドレイン電流波形と２ＳＪ２０の合計ドレイン電流波形の立ち上がりと立下りに多少のオーバーシュートとアンダーシュートがある。 ・その原因は初段Ｊ１のゲート抵抗なのはこれまで作ったパワーアンプ兼パワーＩＶＣと同じで、そのゲート抵抗を短絡すれば方形波応答は上のパワーアンプ動作での方形波応答と全く同じになる。 ・上から２番目の図がこの場合の終段プッシュプルソースフォロアドライバーのＭ１、Ｍ３、Ｍ２、Ｍ４のドレイン電流の推移。一番上の図がその際に終段２ＳＫ７０と２ＳＪ２０のゲートに向けて流れる電流。 ・上から２番目の図で、方形波の立ち上がり、立下り時に、プッシュプルの上側と下側のＭＯＳ−ＦＥＴに急激なパルス電流が流れている。 ・また、一番上の図で、同じタイミングで２ＳＫ７０と２ＳＪ２０のゲートに向けてほぼ同量のパルス電流が流れている。 ・この辺は、パワーアンプ動作時と同じ。
・電流注入法で出力インピーダンスを観る。
・低域で２７ｍΩ、１００ｋＨｚでは１４０ｍΩ。 ・従前型は、低域で７ｍΩ、１００ｋＨｚで７７ｍΩだったので、不完全対称型にしたことで、出力インピーダンスがやや大きくなった。 ・が、これでも随分と小さい。
・歪率を観る。
・これからすると、１KHzと１０ｋHzで見れば、歪率０．１％以下で８Ω負荷では５５Ｗ、４Ω負荷では１１０Ｗ、歪率１％以下を可とすれば８Ω負荷では７０Ｗ、４Ω負荷では１４０Ｗ弱の出力が得られるようだ。 ・１００ｋHzについては流石にそうはいかず、概ねその１０倍程度の歪率になっている。１００ｋHzのループゲイン≒NFB量は１０ｋHz以下の周波数より概ね２０ｄB小さい、即ち概ね1/10なので、歪率が概ね１０倍になるのは理屈どおり。が、１％以下を可とすれば、１００ｋHzでも８Ω負荷で６４W、４Ω負荷で１２０Wの出力が得られるようだ。 ・従前型より最大出力が小さくなった。のは、終段のプッシュプルドライバーのバイアス回路を２段目差動アンプ出力経路内に入れたことにより、ドライバーの振幅可能電圧範囲が狭くなったため。 ・これを解決するには前段の電源電圧をさらに高くする必要があるが、我が環境では最大出力は十二分なので、これで良い。 ・さらに、実機に用いた２ＳＪ２０Ａと２ＳＫ７０Ａは、ＳＰＩＣＥ　ＭＯＤＥＬよりバイアスが深いので、実機の最大出力はもう少し小さいだろう。が、それでも最大出力は十二分。 ・また、従前型に比べると、全般的に歪率は多少悪い。が、十分。 ・シミュレーションだからそもそも信じてはいけない。 ・なお、パワーＩＶＣ動作時の歪率をシミュレーション測定していない。これまでの経験からパワーアンプ動作時と同じと分かっているから。
・あわせて、電源部も見直した。 ・SIT（V-FET）はバイアスが深く、バイアスが浅くなるほどドレイン電流が流れる性質なので、アンプ終段用の±３５V電源は、電源スイッチオフとともに、前段±５５V電源以上に速やかに電圧が下がる必要がある。 ・この点について、終段のアイドリング電流がトータル８００ｍAあるので、これで速やかに電解コンデンサーのチャージが抜かれ大丈夫だろうと思って、アリバイ的に３５V電源の±それぞれに３．６ｋΩのブリーダ抵抗を入れておいた。のだが、やはり甘かった。 ・従前型も見直し後も、電源スイッチをオフにすると、数秒後に出力に０．６V以上のDC電圧が現われ、スピーカーからのボッという音とともに、保護回路が働いてしまう、という状況だ。 ・で、対策だが、ブリーダ抵抗値を小さくするのは、常時ブリーダ抵抗に電流が食われるので、嬉しくない。 ・ので、電源スイッチをNKKのS-1Aから２極双投のＳ−３３２−Ｊに変更し、２極のオン、オフを相反で使用し、電源オン時はブリーダ抵抗は切り離され、電源オフでブリーダ抵抗が接続され、速やかにチャージを放電するものとした。 ・結果、上々。
・早速、音出し。
・昔聴いたわけではない。 ・が、ハイレゾリミックス、聴いてみる。 ・クッキリ、ハッキリ。 ・驚くね。
・アラカンの彼女。今も頑張っているんだ。 ・当時と変わらぬ歌声。 ・参るね。
・その昔、MJでも試聴用ソースであったことがあった。勿論レコードが。 ・今聴けばそんなに大したことはない。 ・が、やはりなかなかに良いね。
・寒くなって、最早これを聴く季節。 ・空気間、実在感。 ・ホールに座って聴いているよう。 ・素晴らしい。
・ので、次から次へと。 ・定額サブスクハイレゾストリーミングなので、いくらでも。 ・これはハイレゾではなくCD品質。４４．１ｋHz/１６ｂｉｔ。 ・関係ないね。 ・素晴らしい。
・で、音は従前型と比べてどうなのか？ ・まぁ、そんなに違わないとは思うが。 ・やはりこの不完全対称型の方が良いような。 ・気がする。
・元に戻すのも大変だから、そうでないと困るのよ。（爆）

２０１９年１１月２３日

メンテナンス

・２段目差動アンプ動作電流は実測でトータル８ｍＡ程度。設計通り。 ・そのカスコードアンプのＴＲ６、２ＳＡ６０６のコレクタ側のツェナーダイオードＤ４は、そのコレクターエミッタ間電圧を絶対最大定格の８０Ｖ以内に抑え、合わせてその損失を絶対最大定格の７００ｍＷは勿論、ディレーティングを考慮してその１／２〜１／３に抑えるためのもの。 ・この際、それを１／２Ｗ３３ＶのＨＺ３３から１Ｗ５６ＶのＲＤ５６Ｆ−Ｂに交換。 ・損失を更にツェナーダイオードに負わせ、ＴＲ６の損失をＴＲ７程度として、一層の長期安定動作を図る。 ・なお、ＡＣ電源部の±５５Ｖ出力にブリーダ抵抗１２ｋΩを加えた。±５５Ｖ電源を使用しないＴＲ ２ＳＡ１００７Ａ−２ＳＣ２３３７Ａ パワーアンプ兼パワーＩＶＣでもこの電源部を使用するが、その際は、使用しない±５５Ｖ電源は電源オフ後も長時間にわたって電圧が下がらないため、何かの折には危険なので。
・ＰｒｉｍｅＳｅａｔは音がぴか一。 ・聴ける曲が少ないのが残念だが、タダなのでしょうがない。

メンテナンスその２

・特段のメンテ項目もないが、この際、オシロで位相補正の効果でもＳｔｕｄｙしてみる。
	１０ｐF　横軸20uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は1Ｖ／ｄｉｖ
・位相補正１０ｐFの現状の場合。 ・先ずは１０ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・輝線に何かまとわりついているが、観測環境のせいなのでそれは無視。 ・出力波形には、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが出ている。
	１０ｐF　横軸2uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は1Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形に、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが出て、それが折り返して僅かにリンギングになっている。 ・いにしえの教本では、この場合のようにオーバーシュートが１波程度あるように調整するのが妥当であるとされていた。 ・その場合、NFB抵抗の下図で言えばＲ６の８．２ｋΩに５ｐＦ程度のＣをパラにすればオーバーシュートは消えるが、音はつまらなくなる。と、解説されていた。 ・この方形波応答は、信者の鏡のような設定の結果だ。（爆）
・ＬＴｓｐｉｃｅで１００ｋＨｚ方形波応答を占う。 ・出力には１００ｋΩ（負荷オープン相当）を繋いである。 なお、Ｑ２ＳＡ６０６のモデルは見直してある。
・１００ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形に、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが出て、それが折り返して僅かにリンギングになっている。 ・上手く、実機での方形波応答に近い応答が得られた。
・この回路でも、NFB抵抗のＲ６、８．２ｋΩに５ｐＦをパラにすればオーバーシュートは消えるか、占ってみる。
・見事に消えた。 ・が、オーバーシュートは消えるが、音はつまらなくなる。と言われてしまうと、困ってしまう。 ・ので、信者としては、頑なに教えを守ってしまう訳だが、 ・つまらなくなるのは、ＮＦＢ抵抗にＣをパラにしたことによるのではないのか？ ・ＮＦＢ抵抗にＣをパラにするのではなく、そもそもの位相補正容量を多少増やしてオーバーシュートやアンダーシュートが出ないようにするのは、良いのではないか？
・と、勝手なことを考え、位相補正の１０ｐFに５ｐFをパラにして、１５ｐFの位相補正にしてみる。
	１５ｐＦ　横軸20uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は1Ｖ／ｄｉｖ
・位相補正１５ｐF。 ・１０ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形のオーバーシュート、アンダーシュートは消えた。
	１５ｐＦ　横軸2uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は1Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・オーバーシュートもアンダーシュートもリンギングもない良好な方形波応答。 ・ちょっと良くなり過ぎた？
・次に位相補正を１５ｐＦにしてLTspaceで方形波応答を観る。
・こちらも上手く、実機での方形波応答に近い応答が得られた。 ・モデルパラメータはこれで良いかな。
・実は、LTspiceのモデルパラメータさえ適切であれば、方形波応答を観なくても、適切な位相補正容量を決めることが出来る。 ・右は、位相補正容量を１０ｐF,１５ｐF,２０ｐFとした場合の周波数特性のパラメトリック解析。 ・負荷は８Ω。
・結果。 ・赤がオープンゲイン、青がループゲイン≒NFB量、緑がクローズドゲイン。いずれも上の高周波特性が良い方から、位相補正C＝１０ｐF、１５ｐF、２０ｐFの場合。 ・緑のクローズドゲインの１MHz付近を観ると明らかだが、C＝１０ｐFでは１MHz付近で僅かにゲインが盛り上がっていることが分かる。 ・これが１０ｋＨｚ方形波応答や１００ｋＨｚ方形波でオーバーシュート、アンダーシュートが生じる原因である。 ・その下のＣ＝１５ｐＦと２０ｐＦの場合は、ピークはなく、素直に下降しているので、オーバーシュート、アンダーシュートは生じない。 ・また、位相補正容量が大きいほどクローズドゲインはより低域から減少するので、１００ｋＨｚ方形波応答では、容量が大きいほど立上り、立下りのスピードが遅くなるとともに、立上り、立下りの角が丸くなる。 ・パラメータの適切なモデルが得られれば苦労は無いのだが、Ｋ式で用いられるような古い素子のモデルは手に入らないので、実機で方形波応答を観ることも必要になる。
・が、オープンゲインとループゲイイン≒NFB量は、グラフを観れば分かる通り、位相補正Cが大きくなるほど高域でのゲインが小さくなる。 ・端的には位相補正Cが大きくなるほどに、高域でのNFB量が小さくなる。 ・これが嫌な場合は、方形波応答に多少のオーバーシュートやアンダーシュートがあっても、発振する訳でもないので、多少のオーバーシュートやアンダーシュートは許容して、このアンプであれば、位相補正を１０ｐFにして、１ｋHz以上の領域のNFB量をより大きいものにする、という選択肢もありうる。したがって、耳の優れた人は、音を聴いて位相補正Cの容量を決めると言うことになるのだろう。
・私は、耳は良くないので、ＬＴｓｐｉｃｅと実機の方形波応答で、もう少しギリギリを狙ってみよう。 ・位相補正容量１３ｐFではどうか。
・１MHｚ付近にピークはなく、なだらかに下降している。 ・良いのではなかろうか。
・位相補正１３ｐFでの１００ｋＨｚ方形波応答を占う。
・良いね。 ・ギリギリオーバーシュートもアンダーシュートも出ないところに収まったようだ。 ・これなら最良かも知れない。
・実機の位相補正を１３ｐFにして方形波応答を観る。
	１３ｐＦ　横軸20uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は1Ｖ／ｄｉｖ
・先ずは１０ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形にはオーバーシュートもアンダーシュートもない。
	１３ｐＦ　横軸2uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は1Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・オーバーシュートもアンダーシュートもリンギングもない良好な方形波応答。 ・ＬＴｓｐｉｃｅの占い結果にそっくりだ。 ・位相補正は１３ｐFにしよう。
	１３ｐＦ　横軸20uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は1Ｖ／ｄｉｖ　負荷８Ω
・参考まで８Ω抵抗を負荷にした場合の１０ｋHz方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・立上りと立下りのオーバーシュートとアンダーシュートはないが、リンギングのような波形の乱れがある。 ・不思議なことに、入力波形にも同様の乱れがある。 ・観測環境が良くないのかも知れない。
	１３ｐＦ　横軸2uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は1Ｖ／ｄｉｖ　負荷８Ω
・同じく８Ω抵抗を負荷にした場合の１００ｋHz方形波。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・オーバーシュートとアンダーシュートはないが、波形が乱れている。 ・不思議なことに、入力波形にもおかしな乱れがある。 ・観測の仕方が悪いのだろう。
・と言う訳で、位相補正は１３ｐFとする。 ・よって全回路図はこう。 ・位相補正が１３ｐFになっただけ。
・位相補正を１０ｐFから１３ｐFに変えて、音は変わるだろうか？
・それによる音の変化を感じ取れる鋭敏な耳があれば良かったのだが、ない。 ・変わらず良い音。 ・私にとっては、位相補正は１０ｐFでも１３ｐFでも１５ｐFでも良い。 ・という、つまらない結論になった。（爆）

２０２３年１１月１７日